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这位大牛记录下了电路设计的全过程

时间: 2024-04-26 20:19:27 |   作者: K1娱乐平台/控制柜

产品介绍

  开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,要一直地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍

  基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

  ------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:

  Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

  反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更加好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

  对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可根据CCM模式进行设计。

  如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:

  通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。

  对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:

  其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:

  对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。

  一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:

  开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足多种的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。

  实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有很严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们大家可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。假如没有合适的参照,可参考下表:

  选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:

  先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:

  ρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(1m),线;当绕组线圈长度较短时,线。当流过线圈的电流比较大时,能够使用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。

  其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.

  检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。

  每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:

  有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。

  如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此就需要采取一定的措施,把这个尖峰吸收掉。

  反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。

  RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:

  输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要用快恢复二极管。

  开关电源系统是典型的闭环控制管理系统,设计时,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,所以它的补偿电路容易设计。通常,使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。

  如图8 所示,从IC 内部比较器的反相端断开,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:

  附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式,从控制到输出的传函为:

  Vout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言,k=0.25),m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,即ma=0),Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就能够正常的使用Mathcad(或Matlab)绘制功率级传函的Bode 图:

  前文提到,对于峰值电流模式的反激变换器,使用Dean Venable Type II 补偿电路就可以,典型的接线方式如下图所示:

  通常,为降低输出纹波噪声,输出端会加一个小型的LC 滤波器,如图 10 所示,L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,L1、C1B 的引入,使变换器的环路分析变得复杂,不但影响功率级传函特性,还会影响补偿网络的传函特性。然而,建模分析后可知:如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上,那么其对环路的影响可忽略不计,实际设计中,建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时,直接将L1直接短路即可,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:

  CTR 为光耦的电流传输比,Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,Rpullup=18kΩ),Cop 为光耦的寄生电容,与Rpullup 的大小有关。图 13(来源于Sharp PC817 的数据手册)是光耦的频率响应特性,能够准确的看出,当RL(即Rpullup)为18kΩ时,将会带来一个约2kHz左右的极点,所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。

  k Factor(k 因子法)是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。

  -------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,由下式决定环路带宽:

  -------考察功率级的传函特性,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):

  -------确定Dean Venable 因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),由公式 32 得到fcross 处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,则补偿网络要提升的相位Boost 为:

  -------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,可由下式计算出Cz:

  计算机仿真不但可以取代系统的许多繁琐的人工分析,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,还可以与实物调试相互补充,最大限度的降低设计成本,缩短开发周期。

  本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015 控制原理类似),搭建反激变换器。其中,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。

  测试条件:低压输入,满载,主路输出电流0.1A---1A---0.1A,间隔2.5ms,测试输出电压波形。

  a. 整流二级,钳位吸收二极管,MOS 管与变压器引脚,这些高频处,引线应尽可能短,layout 时避免走直角;

  本文详细的介绍了反激变换器的设计步骤,以及PCB 设计时应当注意的事项,并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时,在附录部分,分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数。

  Hh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节(由Ray Ridley 提出):

  上式中,PO 为输出总功率,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,Vout1 为反馈主路输出电压,Rs 为初级侧检流电阻,D 为变换器的占空比,n 为初级线圈NP与主路反馈线 的匝比,m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Esr 为输出电容的等效串联电阻,Cout 是输出电容之和。

  注意:CCM 模式反激变换器,从控制到输出的传函,由公式 40 可知,有一个右半平面零点,它在提升幅值的同时,带来了90°的相位衰减,这个零点不是我们想要的,设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3;由公式 41 可知,如果不加斜坡补偿(ma=0),当占空比超过50%时,电流环震荡,表现为驱动大小波,即次谐波震荡。因此,设计CCM 模式反激变换器时,需加斜坡补偿。

  Vout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,m为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。

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